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摘要： 在光伏并网发电应用中需要逆变器具有稳定、快速、高效等特点，以实现并网发电系统的高效节能运行。本文基于电网电压定向矢量控制方法，针对三相光伏逆变线路，提出了一种新型的双闭环控制策略，以改善光伏并网系统的动态性能，降低并网的谐波畸变率，实现光伏发电系统的高效运行。大量的理论仿真和系统实验充分验证了文中所述并网控制策略的可行性和有效性。
关键词： 光伏; 逆变器; 空间矢量控制; 电流谐波
中图分类号： TM464 文献标识码： A
Research on control strategy of photovoltaic grid-connected inverter
QI Hui， GAO Xiang
（Faculty of Information Technology， Beijing University of Technology， Beijing 100124， China）
Abstract： In the photovoltaic grid-connected power generation applications， the inverters are supposed to be stable， fast， and efficient so as to achieve the efficient and energy-saving operations of the grid-connected power generation systems. Based on the grid voltage directional vector control method， a new type of double closed-loop control strategy for three-phase photovoltaic inverter lines is proposed to improve the dynamic performance of the photovoltaic grid-connected systems， to reduce the harmonic distortion rate of the grid connection， and to achieve the photovoltaic power efficient operation of the system. A large number of theoretical simulations and system experiments have been conducted， which fully verify the feasibility and effectiveness of the grid-connected control strategy presented in this paper.
Key words： photovoltaic; inverter; space vector control; current harmonic
1 引言
作为可再生能源之一的太阳能具有安全可靠、无噪声、无污染等优点。是一种可持续发展的理想绿色能源。目前，太阳能光伏发电系统的应用形式主要有两种：小容量的独立光伏发电系统和中大容量的并网光伏发电系统，而后者将是光伏发电系统利用的主流。其中逆变器作为新能源与电网最重要的接口，是将能源输送到电网的重要设备。并网逆变器性能的好坏，将直接影响电能转换的质量和效率。因此，对并网逆变器的研究具有重要的实用价值[1]。
并网逆变器实际上是三相电压型PWM整流器（VSR）的逆向运行，VSR具有拓扑结构简单、控制方便、主电路损耗低等优点，因此基于VSR拓扑结构的太阳能光伏并网逆变器及其控制技术已成为光伏并网发电系统的核心技术之一[2]。并网逆变器根据矢量定向和控制变量的不同，其控制策略可以归纳成如下4类：基于电压定向的矢量控制（VOC）;基于电压定向的直接功率控制（V-DPC）;基于虚拟磁链定向的矢量控制（VFOC）;基于虚拟磁链定向的直接功率控制（VF-DPC）[3-12]。在采用电压定向的各种方法中，由于实际的电网电压并非是理想的正弦波电压，即电网电压除基波分量外还含有谐波分量，这就会使基波电压定向出现偏差，从而降低系统的控制性能。为此VFOC虽然是对VOC方案的一种改进，但其必须克服积分漂移的问题，否则将同样影响矢量定向的准确性。DPC（直接功率控制）虽然具有鲁棒性好、控制结构简单等优点，但采用滞环控制器时所导致的开关频率不固定的问题，对输出滤波器的设计也是个挑战。而且当电网电压存在谐波、畸变和不平衡等情况时，会导致DPC控制性能下降，甚至导致系统振荡。VF-DPC在此问题上得以改进，但需要高速处理器和高精度A/D采样转换器，成本较高。
文献[3]面对光伏并网发电系统中若干技术问题，提出了多種电路拓扑、能量管理和运行策略，对光伏并网技术做了展望。文献[5]至文献[7]基于虚拟磁链直接功率控制，用SVPWM技术代替了开关表，PI代替了滞环比较器。上述改进后系统降低采样频率，提高系统稳定性，不足是电流波动较大。文献[10]至文献[11]提出了一种模型预测的控制策略，实验表明该控制算法具有很好的稳态特性和较低的谐波畸变率。文献[17]为了改善性能，在基于虚拟同步发电机（VSG）技术上，提出了模糊滑膜控制，构成三阶滑膜面。实验表明该方法增强了系统稳定性，但增加了系统复杂程度，在DSP/MCU上不易于软件实现，通用性较差。 在此为了进一步减小电流谐波，提高并网质量，本文采用了一种基于锁相环技术的电压定向矢量新型控制策略（P-VOC）。文中根据推导出的三相并网逆变器的数学模型，对并网逆变器的外环有功功率和无功功率分别进行控制。同时鉴于三相并网控制系统中，空间矢量脉宽调制（SVPWM）在恒定开关频率，低谐波含量和高直流母线利用率方面有明显的优势，文中以SVPWM方式取代了传统直接功率控制系统中的功率滞环和开关表，以提高系统的稳定性，使系统具有电压利用率高、输出波形谐波含量少、动态响应快等优点。通过理论计算、仿真分析和实验结果充分验证了采用上述方法的有效性。
2 光伏并网逆变器的模型分析
光伏并网逆变器能够将由光伏效应产生的直流电变流为与电网电压同频、同相的交流电，并可靠、平稳地接入电网，其本质为有源逆变。而工频隔离型是光伏并网逆变器最常用的结构。该结构内采用了工频变压器实现输入、输出之间的电压匹配和电气隔离，提高系统的安全性。图1为光伏并网逆变器（单级式）的拓扑结构图。
2.1 三相光伏逆变器解耦模型
假设图1中电感L上的电流为iLA、iLB、iLC，电容C上电压uCA、uCB、uCC为状态变量，A，B，C三相的状态方程可以描述如下：
根据直流侧电流回路（KAL）方程：
C1■=iPV -■iLk Sk （1）
其中，Sk为三相桥臂的开关函数，k=A、B、C;ipv 为光伏输出线路上的电流。
根据交流侧电压回路（KVL）方程：
L■=uk-uek （2）
并网电压和并网滤波器上电容电压相等：
uCk =uek （3）
并网侧电流方程：
iek =iLK -iCk =iLK -C■ （4）
整理上述方程，可得逆变器交流侧数学模型状态表达式：
L■L■L■=1 0 00 1 00 0 1uAuBuC-1 0 00 1 00 0 1ueauebuec （5）
基于三相静止坐标系下的逆变器模型均为交流量，不利于控制，故引入三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换过程，选取三相静止坐标系A轴和两相静止坐标系α轴重合，如图2所示。
根据变换前后功率守恒的原则，且电流变换矩阵正交，可以推导出匝数比N3 /N2=■，由此可得：
N2 iα =N3 iA-N3 iβ cos■-N3 iC cos■ （6）
N2 iβ =N3 iB sin■-N3 iC sin■ （7）
表示为矩阵的形式：
iαiβ=■1 -■ -■0 ■ -■iAiBiC（8）
即三相静止坐标系（3s）到两相静止坐标系（2s）的Clark变换矩阵为：
C3s/2s =■1 -■ -■0 ■ -■ （9）
图3所示为两相αβ静止坐标系和两相旋转坐标系。
同理可得：
idiq= cosωt sinωt-sinωt cosωtiαiβ （10）
即两相静止坐标系（2s）到两相旋转坐标系（2r）的Park变换矩阵为：
C3s/2r = cosωt sinωt-sinωt cosωt （11）
整理上述方程，將式（5）经过Clark和Park变换后可得到三相光伏逆变器在dq旋转坐标系下的电流状态方程：
L■=ωLiLq -ued +udL■=-ωLiLd -ueq +uq （12）
根据并网逆变器在dq坐标系下的电流状态方程（12）可以看出，电流控制量iLd 不但要受ud的影响，同时要受ωLiLq 的影响;同理，iLq不但要受uq的影响，同时要受ωLiLd的影响，图4为dq轴之间存在的耦合关系。
为了实现dq轴的解耦控制，通常可以采用较为简单的前馈解耦策略，即在并网逆变器输出交流电压中分别引入前馈量+ωLId（s）和-ωLIq（s），使其与图4模型中的耦合项分别进行对消，从而实现了dq轴间的解耦，解耦后的系统模型转换为相互独立且完全对等的两部。前馈解耦实际上是一种开环解耦方案，其控制简单且不影响系统稳定性，这种前馈解耦的性能取决于系统滤波电感的参数。
2.2 空间矢量脉宽调制（SVPWM）
对于图1所示的常规三相电压型逆变器，引入开关函数SA、SB、SC，分别代表3个桥臂的开关状态。SX（X=A，B，C）是一个二值变量，上桥臂器件导通时SX=1，下桥臂器件导通时SX=0。组合在一起有V0：V7共8种基本工作状态，即：000、001、010、011、100、101、110、111。由表1可得开关组合状态及逆变器输出电压值，其中V1：V6这6个工作状态是有效的，称作非零矢量;V0、V7这两个工作状态称作零矢量。图5所示是基本矢量图。
3 光伏逆变器并网控制策略 逆变器控制技术主要是结合调制技术，实现需要的波形输出。数字化是逆变器控制技术发展的趋势和特点，不仅可实现相对灵活、复杂的控制策略，而且使系统结构优化，可靠性提高。为此，在电压定向矢量控制（VOC）的基础上增加功率外环控制，实现直接功率控制，从而不仅提高了系统响应速度和输出电流的波形品质，也降低了其参数变化的敏感程度。
若同步旋转坐标系与电网电压矢量E同步旋转，且同步旋转坐标系的d轴与电网电压矢量■重合，则称该同步旋转坐标系为基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标系。而基于电网电压定向的并网逆变器输出电流矢量图如图6所示。
显然，在电网电压定向的同步旋转坐标系中，有ed =E，eq =0。
根据瞬时功率理论，系统的有功功率P、无功功率Q分别为
P=■（edid +eqiq ）Q=■（ediq +eqid ） （13）
由于基于电网电压定向时，eq=0，则上式可简化为
P=■edid Q=■ediq （14）
若不考虑电网电压的波动，即ed为一定值，因此由式14表示的并网逆变器的有功功率P和无功功率Q仅与并网逆变器输出电流的dq轴分量id、iq成正比。这表明，如果电网电压不变，则通过id、iq的控制就可以分别控制并网逆变器的有功、无功功率。
在并网逆变器中，直流侧输入有功功率的瞬时值为p=idcudc，若不考虑逆变器的损耗，则可知，idcudc=p=ed id。可见，当电网电压不变且忽略逆变器自身的损耗时，并网逆变器的直流侧电压udc与并网逆变器输出电流的d轴分量id成正比，而并网逆变器的有功功率p又与id成正比，因此并网逆变器的控制可通过有功功率p和无功功率q的控制来实现。基于双闭环的并网逆变器的控制结构如图7所示。
4 仿真实验及结果分析
基于Matlab/Simulink仿真平臺，搭建双闭环的光伏逆变并网系统仿真模型，如图8所示。该仿真模型主要分为坐标变换模块、算法模块、SVPWM模块等几个主要部分。算法模块的仿真模型如图9所示。
电网线电压380V，频率50Hz，开关频率10kHz，滤波电感8mH，滤波电容4.4uF。系统0.2s前为光伏逆变系统离网运行，离网时负载为三个纯电阻负载星接，阻值为R=300Ω，功率给定为200W。系统0.2s后，光伏逆变系统开始并网运行，并网后功率给定增大为1500W。传统PI控制器参数：dq坐标下电流内环PI控制器的参数分别为Kp=5、Ki=150;功率外环PI控制器参数为Kp=0.0001、Ki=5。
本论文用Simulink软件搭建了三相光伏逆变并网控制的仿真模型，仿真实验结果表明，并网电流与电网电压同频同相且谐波含量少，并网跟踪速度快。系统A相电压、电流波形如图10所示，系统满足电网电压与逆变电流同相位的要求，且系统在0.2s时刻开始并网，相比于VOC控制，该控制算法响应时间快，电流幅值明显降低。且并网时相电流低频谐波解析计算如图11所示，并网后相电流低频谐波解析计算如图12所示，其中，基波频率f0为50Hz。
由图11可见，P-VOC比VOC的相电流基波幅值略有减小，且低频谐波幅值区别明显，图11（a）的THD为52.71%，图11（b）的THD为7.54%，降幅达到45.17%。相比与VOC控制，P-VOC的2次谐波幅值明显降低，其中，2次谐波幅值有10.45%降到2.51%，降幅达到7.94%。上述结果表明，该控制策略使并网时相电流低频谐波幅值更小。
由图12可见，P-VOC比VOC的相电流基波幅值基本相等，但低频谐波分布及幅值区别明显，图12（a）的THD为27.89%，图12（b）的THD为0.48%，降幅达到27.41%。相比与VOC控制，P-VOC主要存在2、4、5、7次谐波，且谐波幅值均有明显降低。上述结果表明，该控制策略使并网后相电流低频谐波幅值更小。
相电流高频谐波解析计算结果如图13所示，结果表明，P-VOC在开关频率整数倍处存在电流谐波。
5 实验验证
为了验证上述分析与仿真的可行性与有效性，搭建实验系统进行验证。光伏逆变并网实验系统如图14所示，其中并网前负载为三个Y接电阻，并网后电网即为负载。逆变控制器核心为TI公司TMS320F2812 DSP，利用USB串口线与电脑的上位机界面相连接，采集逆变器输出的电压电流及直流母线电压电流数据。
本文研究的实验平台样机参数如表2所示，除此之外SVPWM的开关频率为10kHz。上位机波形如图15所示，其中，图15（a）为并网前波形，图15（b）为并网后波形。
由示波器检测到的电压电流波形如图16所示，从图可以看出电网电压与逆变电流同相位，且正弦性均较好。通过相电流谐波分析、仿真与实验结果对比可知，数据基本吻合，说明本文分析的方法和结果合理可信。图17为电流低频谐波分析结果，THD为14.07%，主要存在2、3、5、7次谐波。
6 结束语
针对光伏电源并网过程中逆变器输出正弦波电流的频率和相位与电网电压的频率和相位相同等要求，文中基于三相全控变流逆变器，采用了一种直接功率控制的电压定向控制策略（P-VOC）。在算法分析的基础上，文中分别从理论仿真及实验两方面进行研究与验证。研究结果表明：
（1）此控制策略能够使逆变器满足并网条件，达到与电网电压同频、同相的效果，且并网时对电网冲击较小，实现了柔性并网。
（2）与传统VOC控制相比，P-VOC加快了响应速度，减小了稳态误差且可以有效降低逆变电流的低频谐波，仿真验证低频谐波下降幅值45.17%。充分验证了该控制方法的可行性与有效性。 参考文献：
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收稿日期：2019-10-22
关键词： 光伏; 逆变器; 空间矢量控制; 电流谐波
中图分类号： TM464 文献标识码： A
Research on control strategy of photovoltaic grid-connected inverter
QI Hui， GAO Xiang
（Faculty of Information Technology， Beijing University of Technology， Beijing 100124， China）
Abstract： In the photovoltaic grid-connected power generation applications， the inverters are supposed to be stable， fast， and efficient so as to achieve the efficient and energy-saving operations of the grid-connected power generation systems. Based on the grid voltage directional vector control method， a new type of double closed-loop control strategy for three-phase photovoltaic inverter lines is proposed to improve the dynamic performance of the photovoltaic grid-connected systems， to reduce the harmonic distortion rate of the grid connection， and to achieve the photovoltaic power efficient operation of the system. A large number of theoretical simulations and system experiments have been conducted， which fully verify the feasibility and effectiveness of the grid-connected control strategy presented in this paper.
Key words： photovoltaic; inverter; space vector control; current harmonic
1 引言
作为可再生能源之一的太阳能具有安全可靠、无噪声、无污染等优点。是一种可持续发展的理想绿色能源。目前，太阳能光伏发电系统的应用形式主要有两种：小容量的独立光伏发电系统和中大容量的并网光伏发电系统，而后者将是光伏发电系统利用的主流。其中逆变器作为新能源与电网最重要的接口，是将能源输送到电网的重要设备。并网逆变器性能的好坏，将直接影响电能转换的质量和效率。因此，对并网逆变器的研究具有重要的实用价值[1]。
并网逆变器实际上是三相电压型PWM整流器（VSR）的逆向运行，VSR具有拓扑结构简单、控制方便、主电路损耗低等优点，因此基于VSR拓扑结构的太阳能光伏并网逆变器及其控制技术已成为光伏并网发电系统的核心技术之一[2]。并网逆变器根据矢量定向和控制变量的不同，其控制策略可以归纳成如下4类：基于电压定向的矢量控制（VOC）;基于电压定向的直接功率控制（V-DPC）;基于虚拟磁链定向的矢量控制（VFOC）;基于虚拟磁链定向的直接功率控制（VF-DPC）[3-12]。在采用电压定向的各种方法中，由于实际的电网电压并非是理想的正弦波电压，即电网电压除基波分量外还含有谐波分量，这就会使基波电压定向出现偏差，从而降低系统的控制性能。为此VFOC虽然是对VOC方案的一种改进，但其必须克服积分漂移的问题，否则将同样影响矢量定向的准确性。DPC（直接功率控制）虽然具有鲁棒性好、控制结构简单等优点，但采用滞环控制器时所导致的开关频率不固定的问题，对输出滤波器的设计也是个挑战。而且当电网电压存在谐波、畸变和不平衡等情况时，会导致DPC控制性能下降，甚至导致系统振荡。VF-DPC在此问题上得以改进，但需要高速处理器和高精度A/D采样转换器，成本较高。
文献[3]面对光伏并网发电系统中若干技术问题，提出了多種电路拓扑、能量管理和运行策略，对光伏并网技术做了展望。文献[5]至文献[7]基于虚拟磁链直接功率控制，用SVPWM技术代替了开关表，PI代替了滞环比较器。上述改进后系统降低采样频率，提高系统稳定性，不足是电流波动较大。文献[10]至文献[11]提出了一种模型预测的控制策略，实验表明该控制算法具有很好的稳态特性和较低的谐波畸变率。文献[17]为了改善性能，在基于虚拟同步发电机（VSG）技术上，提出了模糊滑膜控制，构成三阶滑膜面。实验表明该方法增强了系统稳定性，但增加了系统复杂程度，在DSP/MCU上不易于软件实现，通用性较差。 在此为了进一步减小电流谐波，提高并网质量，本文采用了一种基于锁相环技术的电压定向矢量新型控制策略（P-VOC）。文中根据推导出的三相并网逆变器的数学模型，对并网逆变器的外环有功功率和无功功率分别进行控制。同时鉴于三相并网控制系统中，空间矢量脉宽调制（SVPWM）在恒定开关频率，低谐波含量和高直流母线利用率方面有明显的优势，文中以SVPWM方式取代了传统直接功率控制系统中的功率滞环和开关表，以提高系统的稳定性，使系统具有电压利用率高、输出波形谐波含量少、动态响应快等优点。通过理论计算、仿真分析和实验结果充分验证了采用上述方法的有效性。
2 光伏并网逆变器的模型分析
光伏并网逆变器能够将由光伏效应产生的直流电变流为与电网电压同频、同相的交流电，并可靠、平稳地接入电网，其本质为有源逆变。而工频隔离型是光伏并网逆变器最常用的结构。该结构内采用了工频变压器实现输入、输出之间的电压匹配和电气隔离，提高系统的安全性。图1为光伏并网逆变器（单级式）的拓扑结构图。
2.1 三相光伏逆变器解耦模型
假设图1中电感L上的电流为iLA、iLB、iLC，电容C上电压uCA、uCB、uCC为状态变量，A，B，C三相的状态方程可以描述如下：
根据直流侧电流回路（KAL）方程：
C1■=iPV -■iLk Sk （1）
其中，Sk为三相桥臂的开关函数，k=A、B、C;ipv 为光伏输出线路上的电流。
根据交流侧电压回路（KVL）方程：
L■=uk-uek （2）
并网电压和并网滤波器上电容电压相等：
uCk =uek （3）
并网侧电流方程：
iek =iLK -iCk =iLK -C■ （4）
整理上述方程，可得逆变器交流侧数学模型状态表达式：
L■L■L■=1 0 00 1 00 0 1uAuBuC-1 0 00 1 00 0 1ueauebuec （5）
基于三相静止坐标系下的逆变器模型均为交流量，不利于控制，故引入三相静止坐标系到两相旋转坐标系的变换过程，选取三相静止坐标系A轴和两相静止坐标系α轴重合，如图2所示。
根据变换前后功率守恒的原则，且电流变换矩阵正交，可以推导出匝数比N3 /N2=■，由此可得：
N2 iα =N3 iA-N3 iβ cos■-N3 iC cos■ （6）
N2 iβ =N3 iB sin■-N3 iC sin■ （7）
表示为矩阵的形式：
iαiβ=■1 -■ -■0 ■ -■iAiBiC（8）
即三相静止坐标系（3s）到两相静止坐标系（2s）的Clark变换矩阵为：
C3s/2s =■1 -■ -■0 ■ -■ （9）
图3所示为两相αβ静止坐标系和两相旋转坐标系。
同理可得：
idiq= cosωt sinωt-sinωt cosωtiαiβ （10）
即两相静止坐标系（2s）到两相旋转坐标系（2r）的Park变换矩阵为：
C3s/2r = cosωt sinωt-sinωt cosωt （11）
整理上述方程，將式（5）经过Clark和Park变换后可得到三相光伏逆变器在dq旋转坐标系下的电流状态方程：
L■=ωLiLq -ued +udL■=-ωLiLd -ueq +uq （12）
根据并网逆变器在dq坐标系下的电流状态方程（12）可以看出，电流控制量iLd 不但要受ud的影响，同时要受ωLiLq 的影响;同理，iLq不但要受uq的影响，同时要受ωLiLd的影响，图4为dq轴之间存在的耦合关系。
为了实现dq轴的解耦控制，通常可以采用较为简单的前馈解耦策略，即在并网逆变器输出交流电压中分别引入前馈量+ωLId（s）和-ωLIq（s），使其与图4模型中的耦合项分别进行对消，从而实现了dq轴间的解耦，解耦后的系统模型转换为相互独立且完全对等的两部。前馈解耦实际上是一种开环解耦方案，其控制简单且不影响系统稳定性，这种前馈解耦的性能取决于系统滤波电感的参数。
2.2 空间矢量脉宽调制（SVPWM）
对于图1所示的常规三相电压型逆变器，引入开关函数SA、SB、SC，分别代表3个桥臂的开关状态。SX（X=A，B，C）是一个二值变量，上桥臂器件导通时SX=1，下桥臂器件导通时SX=0。组合在一起有V0：V7共8种基本工作状态，即：000、001、010、011、100、101、110、111。由表1可得开关组合状态及逆变器输出电压值，其中V1：V6这6个工作状态是有效的，称作非零矢量;V0、V7这两个工作状态称作零矢量。图5所示是基本矢量图。
3 光伏逆变器并网控制策略 逆变器控制技术主要是结合调制技术，实现需要的波形输出。数字化是逆变器控制技术发展的趋势和特点，不仅可实现相对灵活、复杂的控制策略，而且使系统结构优化，可靠性提高。为此，在电压定向矢量控制（VOC）的基础上增加功率外环控制，实现直接功率控制，从而不仅提高了系统响应速度和输出电流的波形品质，也降低了其参数变化的敏感程度。
若同步旋转坐标系与电网电压矢量E同步旋转，且同步旋转坐标系的d轴与电网电压矢量■重合，则称该同步旋转坐标系为基于电网电压矢量定向的同步旋转坐标系。而基于电网电压定向的并网逆变器输出电流矢量图如图6所示。
显然，在电网电压定向的同步旋转坐标系中，有ed =E，eq =0。
根据瞬时功率理论，系统的有功功率P、无功功率Q分别为
P=■（edid +eqiq ）Q=■（ediq +eqid ） （13）
由于基于电网电压定向时，eq=0，则上式可简化为
P=■edid Q=■ediq （14）
若不考虑电网电压的波动，即ed为一定值，因此由式14表示的并网逆变器的有功功率P和无功功率Q仅与并网逆变器输出电流的dq轴分量id、iq成正比。这表明，如果电网电压不变，则通过id、iq的控制就可以分别控制并网逆变器的有功、无功功率。
在并网逆变器中，直流侧输入有功功率的瞬时值为p=idcudc，若不考虑逆变器的损耗，则可知，idcudc=p=ed id。可见，当电网电压不变且忽略逆变器自身的损耗时，并网逆变器的直流侧电压udc与并网逆变器输出电流的d轴分量id成正比，而并网逆变器的有功功率p又与id成正比，因此并网逆变器的控制可通过有功功率p和无功功率q的控制来实现。基于双闭环的并网逆变器的控制结构如图7所示。
4 仿真实验及结果分析
基于Matlab/Simulink仿真平臺，搭建双闭环的光伏逆变并网系统仿真模型，如图8所示。该仿真模型主要分为坐标变换模块、算法模块、SVPWM模块等几个主要部分。算法模块的仿真模型如图9所示。
电网线电压380V，频率50Hz，开关频率10kHz，滤波电感8mH，滤波电容4.4uF。系统0.2s前为光伏逆变系统离网运行，离网时负载为三个纯电阻负载星接，阻值为R=300Ω，功率给定为200W。系统0.2s后，光伏逆变系统开始并网运行，并网后功率给定增大为1500W。传统PI控制器参数：dq坐标下电流内环PI控制器的参数分别为Kp=5、Ki=150;功率外环PI控制器参数为Kp=0.0001、Ki=5。
本论文用Simulink软件搭建了三相光伏逆变并网控制的仿真模型，仿真实验结果表明，并网电流与电网电压同频同相且谐波含量少，并网跟踪速度快。系统A相电压、电流波形如图10所示，系统满足电网电压与逆变电流同相位的要求，且系统在0.2s时刻开始并网，相比于VOC控制，该控制算法响应时间快，电流幅值明显降低。且并网时相电流低频谐波解析计算如图11所示，并网后相电流低频谐波解析计算如图12所示，其中，基波频率f0为50Hz。
由图11可见，P-VOC比VOC的相电流基波幅值略有减小，且低频谐波幅值区别明显，图11（a）的THD为52.71%，图11（b）的THD为7.54%，降幅达到45.17%。相比与VOC控制，P-VOC的2次谐波幅值明显降低，其中，2次谐波幅值有10.45%降到2.51%，降幅达到7.94%。上述结果表明，该控制策略使并网时相电流低频谐波幅值更小。
由图12可见，P-VOC比VOC的相电流基波幅值基本相等，但低频谐波分布及幅值区别明显，图12（a）的THD为27.89%，图12（b）的THD为0.48%，降幅达到27.41%。相比与VOC控制，P-VOC主要存在2、4、5、7次谐波，且谐波幅值均有明显降低。上述结果表明，该控制策略使并网后相电流低频谐波幅值更小。
相电流高频谐波解析计算结果如图13所示，结果表明，P-VOC在开关频率整数倍处存在电流谐波。
5 实验验证
为了验证上述分析与仿真的可行性与有效性，搭建实验系统进行验证。光伏逆变并网实验系统如图14所示，其中并网前负载为三个Y接电阻，并网后电网即为负载。逆变控制器核心为TI公司TMS320F2812 DSP，利用USB串口线与电脑的上位机界面相连接，采集逆变器输出的电压电流及直流母线电压电流数据。
本文研究的实验平台样机参数如表2所示，除此之外SVPWM的开关频率为10kHz。上位机波形如图15所示，其中，图15（a）为并网前波形，图15（b）为并网后波形。
由示波器检测到的电压电流波形如图16所示，从图可以看出电网电压与逆变电流同相位，且正弦性均较好。通过相电流谐波分析、仿真与实验结果对比可知，数据基本吻合，说明本文分析的方法和结果合理可信。图17为电流低频谐波分析结果，THD为14.07%，主要存在2、3、5、7次谐波。
6 结束语
针对光伏电源并网过程中逆变器输出正弦波电流的频率和相位与电网电压的频率和相位相同等要求，文中基于三相全控变流逆变器，采用了一种直接功率控制的电压定向控制策略（P-VOC）。在算法分析的基础上，文中分别从理论仿真及实验两方面进行研究与验证。研究结果表明：
（1）此控制策略能够使逆变器满足并网条件，达到与电网电压同频、同相的效果，且并网时对电网冲击较小，实现了柔性并网。
（2）与传统VOC控制相比，P-VOC加快了响应速度，减小了稳态误差且可以有效降低逆变电流的低频谐波，仿真验证低频谐波下降幅值45.17%。充分验证了该控制方法的可行性与有效性。 参考文献：
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收稿日期：2019-10-22